Розробка

SamsPcbGuide, частина 7: Трасування сигнальних ліній. Диференціальні пари

Це сьома стаття з циклу і заключна у блоці, присвяченому трасуванні сигнальних ліній. Далі є ідея розвивати проект і виходити на керівництво з проектування друкованих плат у вигляді зручної книги, тому з публікацій, можливо. буде пауза. У статті розглядається важлива тема — диференціальна схема передачі даних, яка отримує все більше поширення в сучасних системах, та пропонуються рекомендації по трасуванні диференціальних пар, що дозволяє забезпечити переваги цієї схеми.

У попередній було показано, що перехресна зв’язок між незалежними сигнальними лініями є джерелом небажаних перешкод. Однак у разі диференціальної схеми передачі сильна перехресна зв’язок, навпаки, робить сигнал більш стійким до завад. При такій схемі використовуються дві лінії (диференціальна пара), джерела сигналу яких знаходяться в протифазі, а приймач реагує на різницю напруг на лініях VDIFF= V+-V– (рис. 1). Синфазно сигнал (англ. common signal) визначається як VCOMM=1/2∙(V++ V–) і може бути ненульовим, наприклад, як в поширеному стандарті LVDS. Диференціальна пара характеризується двома опорами:

Вступна теорія диференціальної передачі сигналів описується у багатьох джерелах, наприклад, в [1]. З точки зору проектування друкованих плат важливо зупинитися на перевагах диференціальної схеми щодо асиметричної (англ. single-ended) і на вимогах до топології диференціальних пар, ці переваги забезпечують.

Насамперед, ідеальна диференціальна пара симетрична, тобто на протязі всієї її довжини перетин має бути незмінним і володіти віссю симетрії (рис. 2). Це, так само, як і у випадку асиметричної лінії передачі, забезпечує сталість хвильового опору диференціальної пари, що значно знижує відображення в лінії і спотворення сигналу.

Р. 1.

Перетин диференціальної пари повинно бути максимально (в ідеалі – дзеркально) симетрично і однорідно на всьому її протязі. Між лініями пари не повинно бути елементів топології інших сигнальних ланцюгів. Кожній лінії диференціальної пари відповідає свій розподіл зворотного струму в опорному шарі. Якщо взаємна зв’язок між лініями пари значно менше, ніж їх зв’язок з опорним шаром, розподілу зворотних струмів не перетинаються (рис. 3-А). Така диференціальна пара називається диференціальної парою зі слабкою взаємної зв’язком (англ. loosly coupled differential line, weak coupling). Так як розподіл високочастотних складових сигналу сконцентровано в опорному шарі в області ±3∙h, то практичним критерієм для слабкої зв’язку є умова, що відстань між краями друкованих доріжок s>6∙h або s>3∙w. Так як диференціальний імпеданс пари зі слабкою зв’язком практично не залежить від відстані між доріжками ZDIFF≈2∙Z0, то ця відстань може змінюватися уздовж довжини лінії – наприклад, при наявності перешкоди на шляху диференціальної пари. Це спрощує вимоги до топології диференціальної пари, однак такі лінії позбавлені основних переваг диференціальної передачі даних.


Зменшення відстані між лініями до s≤2∙h призводить до значного збільшення взаємного зв’язку і перекриття розподілів зворотних струмів в опорному шарі (рис. 3-Б). Така диференціальна пара називається диференціальної парою з сильною взаємної зв’язком (англ. tightly coupled differential line). Диференціальний імпеданс стає у більшій мірі залежним від відстані між доріжками. Його значення знижується, тому для збереження колишнього значення потрібні більш вузькі доріжки, що трохи підвищує омічні втрати. Проте саме така топологія диференціальної пари забезпечує наступні переваги щодо асиметричної лінії:

  1. Велика стійкість диференціального сигналу до наведеним перешкод, у тому числі до перехресних перешкод і перешкод в опорному шарі. Близьке розташування та симетрія ліній призводить до того, що наведені перешкоди на кожну з ліній практично рівні VNOISE+≈VNOISE-, тому диференціальна перешкода мала VNOISEDIFF=VNOISE+-VNOISE-≈0. Ця перешкода тим менша, чим далі від диференціальної пари знаходиться її джерело.
  2. Менший рівень ЕМІ і створюваних перехресних перешкод. Так як сигнали V+ і V– знаходяться в протифазі, то випромінювані ними електромагнітні поля приблизно рівні за величиною і мають протилежне одне одному напрямок. Це призводить до того, що суперпозиція полів в дальньому полі прагне до нуля. Той же ефект значно знижує створювані диференціальної парою перехресні перешкоди в ближньому полі.
  3. Менший вплив розривів в опорному шарі. Зворотні струми I+ і I– також знаходяться в протифазі, при цьому в силу геометричної симетрії їх розподілу в опорному шарі симетричні. У зв’язку з цим сумарний струм в опорному шарі IREF = I+ + I– зменшується, а в області перекриття стає рівним нулю. У разі повного перекриття, коли диференціальна пара знаходиться на відстані від опорного шару h>2∙(s+w) і взаємний зв’язок ліній значно перевищує їх зв’язок з опорним шаром, струм в опорному шарі відсутній (рис. 3-В). Така ситуація може виникати, зокрема, коли диференціальна пара перетинає широкий розрив в опорному шарі. Незважаючи на те, що імпеданс в місці перетину зазнає локальне зміна, перекручення диференціального сигналу малі порівняно з спотвореннями асиметричного сигналу в подібному випадку [1].

Зазначені переваги варто назвати потенційними перевагами, тому що в повній мірі вони реалізуються тільки при одночасному виконанні двох умов:

  1. сувора противофазность сигналів на всьому протязі лінії,
  2. відсутність перешкод синфазного сигналу.

Якщо не враховувати неідеальність джерела сигналу, то виконання першої вимоги забезпечується дотриманням рекомендації Р. 1 та погодженням як приватних, так і синфазного сигналів на стороні навантаження. Однак на практиці із-за обмежень, що накладаються розташуванням і геометрією контактних майданчиків компонентів і перехідних отворів, необхідністю поворотів, суворе сталість перерізу диференціальної пари труднореализуемо, що виражається також і в різниці довжин ліній пари. Різниця довжин пари призводить до фази розбігу, спотворюючи диференціальний сигнал і створюючи перешкоди синфазного сигналу (рис. 4).

Поширеною практикою вирівнювання довжин ліній (англ. length matching, tuning) є збільшення довжини більш короткою ліній за рахунок додаткових вигинів, які можуть утворювати регулярну структуру (рис. 5). Очевидно, що при цьому неминуче змінюється відстань між лініями пари. Це в свою чергу призводить до локальної зміни імпедансу пари і виникненню віддзеркалень. Д. Брукс в одній із статей висловлює думку, що завдання вирівнювання довжин ліній пари має велику важливість з точки зору цілісності сигналів і ЕМС. А вибір геометрії вигинів не має критичного значення, з тією лише застереженням, що довгі і вузькі звивини не рекомендуються, так як можуть призводити до спотворення за рахунок сильної взаємної зв’язку ділянок. Однак ця теза не є універсальним правилом. Справа в тому, що існують і більш просунута методика вирівнювання довжин ліній, яка полягає в одночасному збереженні імпедансу пари в місцях вигинів (за рахунок змін ширини ліній, застосування локальних вирізів в опорному шарі тощо). Проте побудова такої геометрії вирівнювання є досить складним завданням, що вимагає застосування спеціалізованих САПР, і виправдана тільки для гигагерцовых сигнальних ліній. Інший варіант – це локальне збільшення відстані між лініями пари і вирівнювання за рахунок вигинів на одній з ліній. Іншими словами, здійснення локального переходу до диференціальній парі зі слабкою зв’язком, для якої імпеданс не так сильно залежить від відстані між лініями (що спостерігається в місцях вигинів). Приклади і більш детальна інформація по цих методик може бути знайдена в матеріалах, представлених на сайті Simberian, Inc.

Критерій достатньої ступеня рівності довжин ліній наводиться в [1]: «Довжини ліній диференціальної пари повинні бути вирівняні між собою з точністю ∆L<0,1∙tR∙v. Ділянка вирівнювання рекомендується розташовувати в тій частині диференціальної пари, де симетрія вже порушена (наприклад, розташуванням виводів мікросхеми)». За аналогією з асиметричними лініями вплив локальної неоднорідності диференціального імпедансу тим менше, чим менше електрична довжина ділянки вирівнювання порівняно з тривалістю фронту сигналу.

Завдання ускладнюється тим, що вирівнювання прекрасно працює тільки для полоскової лінії, для якої швидкості поширення і синфазного сигналів диференціального рівні. Для микрополосковой лінії навіть ідеальне вирівнювання довжин ліній пари не забезпечує відсутність спотворень, а тільки є методом їх зниження. Але так як полосковая лінія вимагає переходу на внутрішні шари з застосуванням перехідних отворів, самих по собі є неоднорідністю, то не можна однозначно сказати, що у микрополосковой лінії немає переваг. Безумовно, значущість цих ефектів зростає з підвищенням верхньої межі частотної смуги сигналу. І якщо на частотах нижче 1 ГГц вирівнювання забезпечує низький рівень спотворень, то в області декількох гігагерц і вище не існує універсальних рекомендацій і завдання трасування вирішується за допомогою моделювання для кожного конкретного випадку.

Перешкоди синфазного сигналу можуть виникати як у самій диференціальній парі з будь-якою її несиметричності, так можуть і наводитися з інших сигнальних ліній. Виключити спотворення неможливо, однак за допомогою узгодження лінії, яке перешкоджає виникненню повторних відбиттів і осциляцій, можна звести до мінімуму їх наслідки. Основні методи узгодження диференціальної пари на дальньому кінці представлені в таблиці 1. Схема без узгодження синфазного сигналу проста і тому використовується досить часто, однак при наявності синфазних перешкод у ліній простота обертається потенційними проблемами. На відміну від диференціального сигналу, синфазно сигнал є хорошим джерелом ЕМВ. Особливо синфазні перешкоди стають критичними при використанні для передачі сигналу неекранованої кручений пари, тому рекомендується використовувати екрановані виті пари і синфазні дроселі на виході.

Таблиця 1. Методи узгодження сигнальної лінії.

Назва і схема
Рівень втрат
Коментарі
низький
високий
високий
середній

Примітки:

1. При розрахунку значень узгоджувальних опорів зручно використовувати значення імпедансу парного ZEVEN (англ. even mode) і непарного ZODD (англ. odd mode) режимів роботи диференціальної пари. За визначенням це значення імпедансу однієї з ліній у спеціальних режимах роботи, коли сигнал при поширенні в диференціальній парі не спотворюється. У випадку симетричної диференціальної пари це рівні сигнали V+ = V– для парного режиму і протифазні сигнали V+ = –V– для непарного режиму. При цьому вони пов’язані зі значеннями характеристичних імпедансів диференціальної пари наступними співвідношеннями: ZDIFF= 2∙ZODD, ZCOMM=1/2∙ZEVEN.

2. Для диференціальної пари зі слабкою взаємної зв’язком ZODD ≈ ZEVEN ≈ Z0 і T-подібні схеми узгодження вироджуються в паралельну схему узгодження кожної з ліній.

Диференціальна схема володіє безліччю переваг щодо асиметричної і є основною для надійних і швидкісних стандартів передачі даних, у тому числі для систем з великою кількістю вузлів. З продовженням тенденції зростання тактових частот розробникам доведеться все частіше стикатися з трасуванням диференціальних пар, тому ця компетенція є стратегічно важливою і повинна бути заснована не лише на спільних рекомендаціях, а підкріплена результатами моделювання в спеціалізованих САПР та експериментальними даними.

Література

[1] Bogatin E. «Signal integrity and power — simplified», 2nd ed., Pearson, 2010

Стаття була вперше опублікована в журналі «Компоненти і технології» 2018, №5. Публікація на «Habr» узгоджена з редакцією журналу.

P. S.

Знову звертаюся до читачів, яких після переїзду з «Geektimes» мтало менше, за зворотним зв’язком, яку можна висловити в коментарях, в особистих повідомленнях, як завгодно. Це стосується і цієї статті, і всіх попередніх. Хочеться зробити крутий зручний довідник-посібник, за допомогою якого хтось успішно стартане в проектуванні друкованих плат з меншою кількістю помилок, хтось поглибиться і підвищить їх якість. Приєднуйтесь, конструктивно критикуйте, зробимо внесок у розвиток галузі.

Related Articles

Залишити відповідь

Ваша e-mail адреса не оприлюднюватиметься. Обов’язкові поля позначені *

Close